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    PWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

    2019-6-30 9:37:22??????点击:

    目前使用较多的是三相柱式电力稳压器,它虽然有很多优点,但由于使用了机械传动和碳刷进行调节,因而具有工作寿命短、可靠性差、动态响应时间长等缺点,正在被无触点补偿式稳压电源所取代注册送18元无需申请?!安钩ァ本哂小安棺恪焙汀暗窒绷街忠馑?。所谓补偿式稳压电源注册送18元无需申请,就是用多个补偿变压器(一般是2~4个),将其次级串入主电路中,通过由双向晶闸管或固态继电器(由光耦注册送18元无需申请、触发电路和双向晶闸管组成的电路??椋┳槌傻摹岸嗳拧弊坏缏?注册送18元无需申请,用切换多个补偿变压器初级头、尾的连接方式注册送18元无需申请,来调节补偿电压的大小或正负进行有级补偿。当市电电压高于标称电压时进行负补偿注册送18元无需申请;低于标称电压时进行正补偿注册送18元无需申请。由于去掉了机械传动和碳刷,因而提高了寿命、可靠性和动态响应速度注册送18元无需申请,使稳压电源的性能得到了很大的改进。但仍然还存在一些缺点:如只能有级调节、调节精度不高(取决于补偿变压器的最小电压注册送18元无需申请,调节精度一般为2%~5%),所用补偿变压器个数较多,因而补偿变压器的“多全桥”转换电路用的开关数也多,电路相对复杂等。本文取其优点,避其缺点,提出了用PWM高频斩波器进行补偿的交流稳压电源,使交流稳压器的性能得到了进一步的提高。

    2  用PWM高频斩波器的补偿式交流稳压电源

        这种稳压电源是采用PWM高频斩波器产生的补偿电压uco对市电电压的波动(欠压或过压)进行补偿,其原理电路如图1所示注册送18元无需申请。图中S1和S2为采用双向晶闸管或固态继电器的交流开关注册送18元无需申请,用切换变压器Tr的两个初级绕组来控制补偿电压的方向,它的次级绕组串入主电路中注册送18元无需申请,以对市电电压的波动进行补偿:当市电电压高于标称电压时S2导通,Tr按降压自耦变压器方式工作,输出反向电压来抵消市电电压高出的部分注册送18元无需申请;当市电电压低于标称电压时S1导通,Tr按升压自耦变压器方式工作注册送18元无需申请,输出正向电压来补足市电电压不足的部分注册送18元无需申请。S3是PWM高频斩波器开关注册送18元无需申请,用来调节补偿电压的大小,以实现无级精确补偿。由于S3工作在高频开关状态,因而采用了由两个IGBT反并联组成的,而且带有零电流开通,零电压关断缓冲电路的交流开关,以减少开关损耗,提高斩波效率。

        由市电电压us与基准电压ur相减的差值ΔU(直流电压)控制PWM调制器,在载波三角波电压小于ΔU的部分产生S3的正向触发脉冲控制S3斩波。这样,在补偿变压器Tr的次级就可以产生出补偿电压uco。uco的大小等于us与ur有效值之差|Us-Ur|,uco的方向取决于Us-Ur等于正还是负来决定:当Us-Ur等于正值时S2导通,uco为负,当Us-Ur等于负值时S1导通注册送18元无需申请,uco为正,以补偿市电电压达到标称值。图中LF、CF为交流滤波器,以滤掉补偿电压uco和市电电压us中的高次谐波。


    图1  采用PWM高频斩波器的补偿式交流稳压源电路原理框图

        斩波器开关S3采用的是等电位直流脉宽调制EPWM(Equipotential-PWM),EPWM触发脉冲的形成与交流正弦电压的PWM斩波波形如图2所示。


    图2   EPWM调制与正弦PWM斩波波形

    2.1  正弦斩波电压的谐波分析

        正弦斩波电压的波形如图2所示注册送18元无需申请,为了使波形具有半波奇对称,和1/4周期偶对称注册送18元无需申请,以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波,取载波比N=fc/fs=4k(式中fc为载波三角波频率,fs为市电工频频率),调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc(式中Δt为触发脉冲宽度注册送18元无需申请,TΔ=1/fc为载波三角波周期,ΔU为等电位直流调制电压注册送18元无需申请,ΔU=|Us-Ur|注册送18元无需申请,Uc为载波三角波电压幅值)。

        载波三角波的方程式为:

        uc=(1)

        i=1,2,3…

        当调制电平为ΔU时,求出触发脉冲起始点ti和终止点ti+1的方程式为:

    ,

    (2)

    (3)

        则脉冲宽度为:

                              Δt=ti+1-ti=(TΔ/Uc)ΔU                     (4)

        式中TΔ=2π/N,则各触发脉冲的起始角和终止角的数值为:

             α1=TΔ/2-(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N-M(π/N)

           =π(1-M)/N;

                             α2=π(1+M)/N;

                             α3=π(3-M)/N;

                             α4=π(3+M)/N;

                             ……

        由图2可以看出:PWM正弦斩波波形是“镜对称”和“原点对称”,因此在它的傅里叶级数中将不包含恒定分量、余弦项和正弦项中的偶次谐波,只包含正弦项中的奇次谐波,故:

                   f(ωt)=bnsinnωt,n为奇数(5)     

        式中:bn=f(ωt)sinnωtd(ωt)

        对于基波,n=1,由于PWM正弦斩波波形是正弦的,即f(ωt)=Usmsinωt,所以:

        b1=(sin2xdx+sin2xdx+…)

          =sin2xdx

          =)=MUsm    (6)

        对于谐波

        bn=(sinxsinnxdx+sinxsinnxdx+…)

        当n=KN±1注册送18元无需申请,K=1,2,3…时:

        bKN±1=sinxsinnxdx

             =-sinKMπ   (7)

        当n≠KN±1时:

        bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0

        所以,当补偿变压器的变比为ξ时注册送18元无需申请,PWM正弦斩波电压uch的傅里叶级数表示式为:             

        uch=MUsmsinωt-sinKMπsin(KN±1)ωt    (8)

        补偿电压uco的方程式为:

        uco=ξMUsmsinωt-ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9)

        由式(8)中的谐波幅值sinKMπ可以算出,当fc=10kHz,N=200,M=0.1~0.9时注册送18元无需申请,基波与各次谐波的幅值如表1所示?;ê透鞔涡巢ㄓ氲髦票萂的关系曲线如图3所示??芍?注册送18元无需申请,PWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比,N越大谐波频率越高,所需的交流滤波器LFCF的参数越小,当N大到一定程度时注册送18元无需申请,甚至只用Tr漏感及一个很小的电容CF就可以滤掉所有uco中的高次谐波。

    表1   基波和各次谐波与调制比M的关系

    谐波分量 M值
    0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
    b1/Usm 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
    b199/Usm -0.0984 -0.1871 -0.2575 -0.3027 -0.3183 -0.3027 -0.2575 -0.1871 -0.0984
    b201/Usm -0.0984 -0.1871 -0.2575 -0.3027 -0.3183 -0.3027 -0.2575 -0.1871 -0.0984
    b399/Usm -0.0935 -0.1514 -0.1514 -0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935
    b401/Usm -0.0935 -0.1514 -0.1514 -0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935
    b599/Usm -0.0858 -0.1009 -0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 -0.0328 -0.1009 -0.0858
    b601/Usm -0.0858 -0.1009 -0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 -0.0328 -0.1009 -0.0858
    b799/Usm -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757 0 -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757
    b801/Usm -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757 0 -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757


    2.2  主电路与斩波开关的结构形式

        主电路与PWM正弦斩波器开关的结构形式如图4所示,其中图4(a)是用两个PWM正弦斩波器开关的主电路,当us>ur时S2导通注册送18元无需申请,Tr按降压自耦变压器方式工作,输出电压-uco注册送18元无需申请,以抵消市电电压中的高出部分;当usur时开关S2和S3导通注册送18元无需申请,Tr工作在降压自耦变压器状态注册送18元无需申请,输出电压-uco,以抵消市电电压中的高出部分;当us


    (a)主电路之一(b)主电路之二(c)主电路之三

    (d)主电路之四(e)斩波开关型式

    图4  主电路与PWM斩波开关型式

    2.3  线路阻抗的补偿

        在图4所示的主电路中,补偿变压器Tr次级绕组的电阻和漏感注册送18元无需申请注册送18元无需申请,以及交流滤波电感LF的绕组电阻图3谐波分量与调制比M的关系曲线和电感,与市电电源的内阻抗共同组成线路阻抗Z。在有负载时线路阻抗Z产生的电压降Zis对稳压精度是有直接影响的。为了提高稳压电源的精度注册送18元无需申请,对Z的影响应进行补偿,其补偿电路如图1中虚线电路所示。由于Zis使输出电压uo减小,减小的程度与电流is成正比注册送18元无需申请,因而在控制电路中加入了一个乘法器,将测得的is与Z相乘的Zis信号串入到us检测电路中,使us相应减小一些即可以补偿掉Zis的影响注册送18元无需申请。PWM正弦斩波器开关管的正向压降注册送18元无需申请、变压器Tr初级绕组的电阻和漏感,也可以造成PWM正弦斩波器输出电压uco值的减小注册送18元无需申请,对稳压精度也有影响注册送18元无需申请,但这个影响较固定且数值不大,因此可以通过调高变压器Tr的变比ξ来补偿注册送18元无需申请。

    2.4  考虑线路阻抗Z的补偿分析

        假定市电电压us大于或小于基准电压ur,在考虑到线路阻抗Z时稳压电源输出电压uo的方程式为:

        uo=us-Zis±uco    (10)

    式中:us=Ussinωt;

          is=Issinωt注册送18元无需申请。

        补偿变压器Tr的变比ξ=Uc/Usm,Usm=Us

        将式(9)及us、is的值代入式(10)得:

        uo=Ussinωt-ZIssinωt±ξMUsmsinωt

            ξsinKMπ·sin(KN±1)ωt

        用电路中的交流滤波器LFCF滤掉uco中的高次谐波后可得:

        uo=Ussinωt-ZIssinωt±ξMUsmsinωt(11)

        当us增高到>ur时,>Usm,由于ΔU=-ZIs-Ur,M=ΔU/Uc=(-ZIs-Ur)/Uc注册送18元无需申请,ξ′=Uc/注册送18元无需申请,代入式(11)得:

        uo=sinωt-ZIssinωt-

                    ξ′〔(-ZIs-Ur)/Uc〕sinωt

                 =Ursinωt            (12)

         当us降至us″

        uo=sinωt-ZIssinωt+

                   ξ″〔(Ur-+ZIs)/Uc〕sinωt

           =Ursinωt                   (13)

        图1所示PWM正弦斩波器式稳压电源,在工作过程中有以下6种情况:

        1)us增至>ur+Zis时,uco=-Zis-ur注册送18元无需申请,输出电压uo=-(-Zis-ur)-Zis=ur

        2)us降至+Zis注册送18元无需申请,输出电压uo=+(ur-+Zis)-Zis=ur

        3)us=ur时,uco=-Zis,输出电压uo=us-(-Zis)-Zis=us=ur

        4)空载(is=0)>ur时,uco=-ur,输出电压uo=-(-ur)=ur

        5)空载(is=0)+ur,输出电压uo=+(-+ur)=ur

        6)空载(is=0)us=ur时,uco=0,不补偿。

        从以上分析可知:当市电电压波动(欠压或过压)或负载变化时,用以直流表示的us注册送18元无需申请、ur,is的有效值(Us-ZIs-Ur)=ΔU或(Ur-Us+ZIs)=ΔU作调制电压的EPWM正弦斩波器的输出电压uco注册送18元无需申请,完全可以补偿输出电压uo的变化,保持uo=ur不变,达到稳压目的。

        但由于采用的是直流电平EPWM控制,故不能检测出波形畸变,因此这种稳压电源不能对市电电压中的谐波、闪变和尖脉冲等进行补偿注册送18元无需申请,但可以依靠交流滤波器滤掉一些。

        补偿变压器Tr的变比ξ=Uc/Usm的大小取决于市电电压的最大变化范围注册送18元无需申请。市电电压的最大变化范围一般为±10%。但实际上有的地方最大变化范围可达±20%,所以变比ξ'取1.7/10,ξ″取2.5/10,相对应的补偿变压器容量也应取稳压电源标称容量的25%。

    用EPWM高频斩波器的原理注册送18元无需申请注册送18元无需申请,同样可以制成三相补偿式交流稳压电源,只要用三组如图1所示的电路即可。这样的三相补偿式交流稳压电源,还可以补偿掉三相电压的不对称。

    3  结语

        按照图1原理制成的一台单相2.5kVA的稳压电源,经实验证明:当输入电压变化范围为±15%时,输出电压的变化小于±1%注册送18元无需申请;谐波含量小于25%注册送18元无需申请。这种稳压电源的特点是:补偿变压器工作在变比ξ″=2.5/10,ξ'=1.7/10的自耦变压器状态,其伏安定额大,体积小、重量轻,反应速度快,可以实现无级补偿、补偿精度高,电路简单注册送18元无需申请。当市电电压正?;蚩赵厥盨3不工作(空载时与门关断,S3不能触发),补偿变压器不耗电,电源损耗小。其缺点是由于Tr工作在自耦变压器状态,初注册送18元无需申请、次级之间有电的连接,故接地不方便。另一个缺点是由于采用了直流有效值控制,故只能补偿市电电压的大小变化注册送18元无需申请注册送18元无需申请,不能补偿市电电压中的谐波、闪变和尖脉冲,但交流滤波器可以使谐波、闪变和尖脉冲减小。


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